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  亚德诺以MAX40016为例，使用齐纳二极管和两个MOSFET(场效应晶体管)就可以将其电源电压范围扩大到6V-36V，随着先进技术的发展，电子或电气系统的物理尺寸大大缩小，降低了功耗和成本，并且在性能方面并没有太多让步。

  系统中越来越需要测量大范围电流，从微小电流一直到几安培电流。例如，在以下情况下，确定系统中高动态范围的电流流动或消耗情况：

  睡眠/非活跃电流，以确定除正常运行外的总体负载性能和估算电池/电源功率。

  ATE/测试环境需要处理从微小/低微安培级电流到安培级电流，这就需要进行研发或生产级的测试。

  生产车间环境，以发现生产问题(积聚在IC下的焊剂、不必要的焊料短路或开路)，以及正常的操作功能测试。

  工业设备监测，开启和关闭期间的功耗可显示设备的健康状况，例如，监测设备的正常电流和泄漏电流，以确定其随时间推移的磨损情况。

  当前解决方案

  图1. 电流检测放大器(CSA)+检测电阻

  在高达80V的高电压电平(共模电平)应用中，由外部的简单电流检测放大器(CSA)(但为了使结构达到精度和准确性要求，集成电路的设计比较复杂)和检测电阻器组成的方案可以解决电 流测量时的大多数问题。电流检测放大器目前具有出色的准确度和精度，满足实现微安级电流的要求，同时保持更好的信噪比(SNR)性能，从而提供系统设计所需的测量分辨率。

  然而，为设计人员选择优化的CSA并不是一件容易的事情。有一些权衡因素需要考虑(图2)：

  可用的电源

  最小可检测电流(转化为器件的最小输入失调电压(VOS))

  最大可检测电流(转化为最大输入检测电压(VSENSE))

  RSENSE上允许的功耗

  图2. 使用CSA和RSENSE时要考虑的设计约束

  由于差分电压范围由电流检测放大器的选择来设定，因此增加RSENSE值可以提高较低电流值的测量精度，但在较高的电流下功耗较高，这可能是不可接受的。另外，检测电流的范围也有所降低(IMIN : IMAX)。

  降低RSENSE值更有利，因为它减少了电阻的功耗，增大了检测电流范围。降低RSENSE值可降低信噪比(可以通过计算平均值，取平均输入噪声来改善信噪比)。

  应当注意的是，在这种情况下，设备的偏移会影响测量的精度。通常，会在室温下进行校准，以提高系统精度，通过增加某些系统的测试成本来消除失调电压。

  此外，输入差分电压范围(VSENSE)取决于电源电压或内部/外部基准电压和增益：

  在任何实现高电流范围的应用中，目的都是在既定的精度预算下最大限度地扩大动态范围，这一般通过以下公式来估算：

  大多数CSA的VSENSE-RANGE通常是100mV，输入失调电压约为10μV。

  请注意，如果选择VSENSE_MIN作为10xVOS系数，则在未校准系统中，最多可得出30年±10%的误差。

  同样，如果选择100xVOS，则可以达到±1%的误差范围，但动态范围会缩减到20年。因此，在动态范围和精度之间存在一个权衡：收紧精度预算会减少VSENSE_MIN所决定的动态范围，反之亦然。

  有一点需要注意，在CSA + RSENSE系统中，RSENSE(容差和温度系数)通常是系统总精度的瓶颈。

  与电量计、带集成芯片电阻器的CSA、使用运算的差分放大器的分立式器件实现等其它替代方案相比，它简单、可靠且成本合理，仍然是行业中监控/测量系统电流的有效做法。也有更高级别容差和温度系数检测电阻，只是价格比较高。应用在温度范围内的总误差预算需要与RSENSE产生的误差相当。

  无电阻检测解决方案

  对于需要测量从几百微安到几安培电流的更高动态范围应用，下方图3所示的集成式电流检测器件(U1)是非常有用、有效的解决方案。该解决方案满足以下条件：

  1. 集成式检测元件(无电阻)

  2. 超过4阶十倍程的电流检测动态范围

  3. 电流输出功能(与160Ω LOAD一起提供0-1V的VOUT，与所有ADC/微控制器电流输入实现方案兼容)。

  图3. 带有集成电流检测元件的2.5V至5.5V电流检测系统。

  代替外部检流电阻,在VDD输入和负载(LD)输出之间配置集成检测器件，能够测量100uA至3.3A的系统负载电流(ILOAD)。增益为1/500的内部增益块提供输出电流ISH，即

  在负载电流为3A时，检测元件装置上VDD和LD之间的压降约为60mV(曲线图1)，相当于仅有180mW的功耗，而在较低的电流值下，观察到的检测100μA范围的总误差在10%左右(曲线图2)。该方案在较高电流负载下功耗较小，在较低电流水平下仍能保持较好的误差预算，优于图1中的传统检测电路。因此，需要更大电流检测范围(最高可达3A)的应用可以从这个方案中受益。

  具有扩展线路/输入电压的无电阻检测方案

  图4是图3的输入电压范围扩展，其中U1的电源电压现在可以接受更高的线路电压，可高达6V至36V。齐纳二极管(D1)将VDD和PFET(M1)栅极之间的电压维持在5.6V。高压线路的大部分被M1吸收，M1的源电压钳位在与VDD输入电压相差大约4V-4.5V的水平，从而将U1的工作电压(VDD-VSS)维持在正常工作范围内(曲线图3)。然后，这个M1的源电压为M2 PFET的栅极电压提供偏置。M2 PFET源电压处于VSS (U1) + VTH (M2)的水平，确保U1 ISH输出在可接受的电压水平内。ISH电流输出和R1相对于接地端产生0至1V的输出电压。

  图4. 带有集成电流检测元件的6V至36V电流检测系统

  图4中使用的建议组件

  实验结果

  下面是图4电路的实验结果。

  图5：内部检测元件上的压降与负载电流的关系

  图6：不同温度下ISH输出的增益误差与负载电流的关系

  图7：MAX40016电源电压(VDD-VSS)与VLINE的函数关系

  图8. 负载瞬态响应，ILOAD阶跃从0变为3A。

  图9. 启动瞬态响应，ILOAD为3A。

  结语

  通过使用MAX40016的无电阻检测解决方案，实现了4阶十倍程的电流检测解决方案，工作范围扩大到了36V。