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  快速设计由 NCP1623 驱动的 CrM/DCM PFC 级的关键步骤中的定义关键规格与功率级设计，并以实际的 100W 通用电源应用为例进行说明。

  ●最大输出功率：100 W

  ●Rms 线路电压范围：90 V - 264 V

  ●调节输出电压：

  ●低压为 250 V(115V 电源)

  ●高压为 390 V(230V 电源)

  NCP1623 具有多个选项，本文侧重于NCP1623A，它与其他版本的主要不同点在于输入电压跟随升压(follower boost)。NCP1623A 采用 SOIC−8 或 TSOP−6 封装，是一款极为紧凑的 PFC 控制器，可在整个负载范围内优化 PFC 级的效率。此外，它还集成了保护功能，以确保安全可靠地运行。一般而言，NCP1623A 适用于那些对成本效益、可靠性、高功率因数和效率比有着较高要求的系统：

  ●谷底同步频率折返：

  NCP1623A 通常在临界导通模式 (CrM) 下运行，直到功率降至阈值水平以下。此时，PFC 级进入非连续导通模式 (DCM)，死区时间会随着负载的进一步衰减而延长(频率折返)。不仅如此，这项创新技术还提供了稳定的谷底打开功能，以实现最大效率。此外，最小频率钳位(通常为 33 kHz)还可防止声频，并对导通时间进行调制，以确保 CrM 和 DCM 操作中的功率因数接近1。

  ●紧凑性：

  NCP1623A 采用了创新的 CS/ZCD 多功能引脚，该引脚可在具有少量外部组件的小型 TSOP6(或 SOIC8)封装中提供用于增强控制和保护的输入信号。此外，NCP1623A 在低压条件下会强制降低输出调节电平，以最大程度提高 PFC 级效率并减小其尺寸。这种 2 级输入电压跟随升压(follower boost)最适合那些下游转换器(如反激电源)能够以经济高效的方式承受输入电压变化的应用。

  ●低 VCC 启动阈值：

  依照设计，NCP1623A 通常会在其 VCC 电压超过 10.5V 时启动，这使其非常适合那些控制器由外部电源(源自辅助电源或下游转换器)供电的应用。它的最大启动电压 (11.25 V) 设置得足够低，可以从传统的 12 V 导轨供电。启动后，较高的 VCC 最大额定值允许较大的工作范围 (9.5 V - 30 V)，从而方便电路馈电。

  ●快速线路/负载瞬变补偿：

  由于 PFC 级的调节环路带宽必须较低，因此负载或输入电压的突然变化(例如启动时)可能会导致过压或欠压。当输出电压过高时，过压保护会中断供电。当输出电压低于低检测阈值(动态响应增强器 (DRE))时，该电路会显著加快调节环路。此功能仅在 PFC 级启动后启用，以允许进行正常的软启动操作。

  ●安全保护：

  系统会永久监控输入和输出电压、MOSFET 电流和芯片温度，以保护系统免受可能出现的过载，从而使 PFC 级不仅稳健，而且可靠。除 OVP 保护外，还提供了以下保护方法：

  1)最大电流限制：电路会检测 MOSFET 电流。如果检测到的电流超过了设定的电流限值，则将其关断。此外，由于电感器饱和或旁路二极管短路等原因，当电流达到限值的 150% 时，电路将进入低占空比操作模式。

  2)欠压保护：当反馈引脚电压 (VFB) 降至 300 mV 以下时，该电路将关断，并且在 VFB 超过 530 mV 之前一直保持关断状态。当在低压下启用输入电压跟随升压(follower boost)时，FB 引脚拉动 25 uA 电流 (IFB(LL)) 以调低输出电压，而 UVP 迟滞阈值则增大至 1.2/1.3 V。如果启动时交流线路过低或反馈网络出现故障(例如反馈引脚发生意外接地短路故障)，此功能可保护 PFC 级。

  3)冗余过压保护 (OVP2)：CS/ZCD 多功能引脚用于检测过高的输出电压电平，并在反馈网络发生错误(电阻值错误、老化效应…)时防止破坏性输出电压失控。

  4)热关断：当结温超过 150°C(典型值)时，内部热电路会禁用栅极驱动。一旦温度降至约 100°C(50°C 迟滞)以下，电路将恢复工作。

  ●便于制造和安全测试：

  PFC 级的元件可能会因制造或处理事故、过大的操作应力或其他故障而导致意外短路、焊接不良或损坏。特别地，控制器的相邻引脚可能会短路、接地或连接不良。通常要求这种导通/关断的情况不会引起火灾、烟雾或噪音。NCP1623A 集成了增强功能，可协助在诸如引脚连接不当(包括 GND)或是升压或旁路二极管短路的情况下满足上述要求。

  与 TSOP−6 版本相比，SOIC−8 选项还带有由 DIS 引脚控制的睡眠模式。该引脚上的高电平或开路会禁用控制器，并将 ICC 偏置电流降至 20 μA 以下(典型值)。此功能有助于满足苛刻的待机功耗要求。

图 1：系统板的电路图

  步骤 1：定义关键规格

  ●线路频率 fline：

  ●面向 50 Hz/60 Hz 应用。实际上，通常是在 47−63 Hz 的范围内指定该值。对于“保持时间”等的计算，必须考虑指定最低值。

  ●最低线路电压 (Vline,rms)LL：

  ●这是 PFC 级必须运行的最小 rms 输入电压。该值通常比最小典型电压(许多国家为 100 V)低 10−12%。我们将取：(Vline,rms)LL 90 V。

  ●最高线路电压 (Vline,rms)HL：

  ●这是最大 rms 输入电压。它通常比最大典型电压(许多国家为 240 V)高 10%。我们选择：(Vline,rms)HL 264 V。

  ●标称电压 Vout,nom：

  ●这是高压线调节电压。Vout,nom 必须高于 (√2 · (Vline,rms)HL )。我们的目标值是 390 V。

  ●低压线输出电压 Vout,LL：

  ●NCP1623A 输入电压跟随升压(follower boost)功能提供了在低压下选择较低调节电压的能力，以实现 PFC 级的尺寸和效率优化。该值通常被设置为略高于高压检测阈值。我们的目标值是 250 V。

  ●磁峰-峰值输出电压纹波 ( Vout)pk−pk：

  ●此参数通常以输出电压的百分比来指定。必须选择等于或低于 6% VFB 磁峰-峰值纹波，以免在正常操作中触发动态响应增强器 (DRE)。

  ●保持时间 tHOLD−UP：

  ●此参数指定在线路压降期间输出保持有效的时间。通常指定单线周期。此要求需要了解 PFC 级输出上为确保应用正常运行所需的最小电压 (Vout,min )。我们已经假设 (Vout,min = 180 V) 足够高，可以向下游转换器提供足够的输入电压。

  ●输出功率 Pout：

  ●这是 PFC 负载的功耗。

  ●最大输出功率 Pout,max：

  ●这是最大输出功率，在我们的应用中为 150W。

  ●最大输入功率 (Pin,avg)max：

  ●这是在正常运行时可以从电源获取的最大功率。该值是在满载、低压条件下获得的。假设在这些条件下的效率为 95%，我们将使用：

（公式1）

  步骤 2：功率级设计

在重载条件下，NCP1623A 将于临界导通模式 (CrM) 下运行。因此，电感器、大容量电容和功率硅器件的尺寸通常与其他 CrM PFC 的相同。本章不会详细说明这一过程，而是强调几个关键点。

  PFC 电感器

  电路的导通时间受到内部限制。PFC 级可以提供的功率取决于电感器，因为 L 值将确定给定导通时间的电流上升。具体而言，以下公式给出了 PFC 级的功率能力：

（公式2）

  电感器越小，PFC 级的功率能力就越高。因此，L 必须足够低，以便可以在最低线路电平下提供全功率：

(公式3)

  与传统的 CrM 应用一样，以下公式给出了其他重要参数：

  ●最大峰值电流：

(公式4)

  ●最大 rms 电流：

(公式5)

  在我们的应用中，电感器必须满足以下要求：

(公式6)

  Ton,max(典型值为 12.5 μs)的最小值为 10.8 μs，将用在公式 6 中，因为这是计算 L 时的最坏情况。建议选择比公式 6 返回的电感值至少小 25% 的电感值，以获得充足的裕量。为了系统的紧凑性，选择的是 200 μH 电感器。它由用于零电流检测的 10:1 辅助绕组组成。可以看到，CrM 操作中的开关频率取决于电感器值：

(公式7)

  例如，在低压、满载(正弦曲线顶部)条件下，开关频率为：

(公式8)

  上述计算对应的低压调节电压为 250 V。

在实际设计中，PFC 输出功率在输入电压过零点时不理想，因此实际导通时间将延长，以调节所需的负载。与公式 4、公式 5 和公式 7 中的计算结果相比，随着导通时间的延长，电感器峰值和 rms 电流会升高，而开关频率则降低。因此，建议在公式中增加至少 20% 的裕量。

  功率器件

  一般而言，二极管桥和功率开关被置于同一散热器上。根据经验，可以估算散热器必须满足如下散热目标：

  ●在多电源应用中，约为输出功率的 4%(95% 通常是目标最低效率)

  ●在单电源应用中，约为输出功率的 2%。在我们的多电源应用中，大约需要消散 4 W 的热能。在该热能的损失源中，可以列出：

●二极管桥的导通损耗可通过以下公式来估算：

(公式9)

  ●其中 Vf 是桥式二极管的正向电压。

  ●MOSFET 导通损耗由下式给出：

(公式10)

  ●在我们的应用中，采用的是：

  ●Pbridge = 2.1 W(假设 Vf 为 1 V)。

  ●(Pon)max = 1.03 · RDS(on) W。假设 RDS(on) 在高温下加倍，因此最大导通损耗约为 2.6 · RDS(on) W。

  ●开关损耗不易计算，我们不作预测。相反，根据经验，我们会假设损耗预算等于 MOSFET 导通的损耗预算。实验测试将检验它们是否低于估算值。

升压二极管是以下导通损耗的来源：IOUT · Vf，其中 IOUT 是负载电流，而 Vf 是二极管正向电压。在低压条件下(调节电平设置为 250V 时)，最大输出电流为 0.4A，二极管导通损耗在 0.4W 范围内(假设 Vf= 1 V)。PDIODE = 0.4 W。

  PFC 输出大容量电容

  在定义大容量电容时，通常主要有三个标准/约束：

  ●磁峰-峰值输出电压纹波：

(公式11)

  其中 (ω = 2π · fline ) 是线路频率。

  磁峰-峰值 FB 引脚电压纹波 (δVFB)pk−pk 通常低于 FB 参考电压 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%(6% 磁峰-峰值)，以免在正常操作中在良好的裕量下触发 OVP 和 DRE 功能。反馈电阻分压比由下式给出：

(公式12)

  因此，磁峰-峰值 FB 电压为：

(公式13)

  由此，在 47 Hz 线路频率下，将 VFB 纹波限制在 6% 的最小 CBULK 为：

(公式14)

  ●保持时间的规格：

(公式15)

  其中，保持时间为 10 ms。

  ●Rms 电容器电流：

  ●Rms 电流取决于负载特性。假设知道电阻负载，我们可以推导出其大小的以下近似表达式：

(公式16)

  在我们的应用中，采用的是：

(公式17)